MDO4000混合域示波器结构解密

对图4中传统扫频分析仪上显示的信号，宽频谱在扫频分析时会表现为结构性的假信号，因为它缓慢扫描快速移动的信号。我们在前面确定，在传统频谱分析仪的扫描时间(146ms)期间，发生了100多个跳频集合。在持续时间大约1.4ms的跳频集合期间，由于三次频率跳变，共有三个宽带频谱事件。传统频谱分析仪的窄带检测器只把事件表示为检测器频率上扫描期间接收的能量，因此除300个稳定的频率事件之外，还发生了多达300个噪声事件。从图4中的曲线可以看出，不可能了解这个信号的特点。传统分析仪频谱视图显示的噪声尖峰不代表实际宽带噪声，而只是使用了错误的工具（即传统的扫频频谱分析仪）考察宽频谱事件时所产生的假信号而已。

因此工程师需要更好的频谱分析工具。尤其现代通信正在采用带宽越来越宽的调制方案，分组通信的速度正变得越来越快。看一下表1，其中显示了部分常见的通信标准及对应的信道带宽和工作带宽。注意在较新的调制方案中，信道带宽会大幅度提高：

通信标准	信道带宽	工作带宽	突发信号数据包时
FM无线电	200kHz	~20MHz@100MHz	连续发送
电视广播	6-8MHz	55MHz-700MHz	连续发送
蓝牙	1MHz	~80MHz@2.4GHz	~400us
IEEE802.11	20或40MHz	~80MHz@2.4GHz	5us到几十us
		~200MHz@~5.6GHz
UWB	>500MHzx3通道	>1.5GHz@3.1-4.6GHz(频段1)	每个符号~300ns

表1、常见的通信标准-传统广播通信(黄色)和现代嵌入式无线技术(绿色)。

为高效测量这些现代嵌入式无线技术，通常必需在一个时点捕获整个信道的带宽。

虽然传统扫频分析仪可以测量连续广播信号，但它不是为在这些带宽中测量随时间变化的信号而设计的。扫频分析仪的有效频谱捕获带宽低于分辨率带宽(RBW)。由于它采取扫频方式，因此它“看不到”当前扫描频率外面（带外）的信号。扫频分析仪也不能以时间一致的方式，捕获整个频谱。

而且，这些现代信号随时间变化的特点对传统扫频分析仪来说是太“快”了。在超出RBW分辨率带宽的极限时，扫频分析仪在以最快速度扫描关心的工作频段时，只能捕获几十到几百毫秒的时间，但往往发送的信号发生的时间通常只有几十微秒或以下。

矢量信号分析仪

更加现代的频谱分析仪(矢量信号分析仪VSA)一般拥有10MHz的频谱捕获带宽，可以用于比较老或比较简单的无线通信标准。某些频谱分析仪提供了高达110MHz的带宽（例如泰克实时频谱分析仪RSA6100A系列配套选项110），更加适合现代标准，但获得这种性能的同时，其价格也会大幅度提高。

图8是传统矢量信号分析仪（VSA）简化的结构方框图：

 

图8是矢量信号分析仪(VSA)结构，它代表着更加现代的频谱分析仪，本振是阶跃的，而不是扫描的。输入的宽带信号被衰减后滤波，下变频成窄带的模拟IQ信号，中频滤波，然后才被数字化。这会产生频段受限的时域信号，通过使用DFT(离散傅立叶变换有DSP运算)，可以把信号从时域转换到频域。在这些变换中，最著名的变换是FFT(快速傅立叶变换)。然后把所得到的频域信息显示在画面上，在本振频率周围画出频谱的一小部分。然后本振阶跃到下一个更高的频率，重复上述过程，直到画出整个频谱。阶跃分析仪在处理随时间变化的RF射频时至少要优于扫频分析仪，但因其范围有限，关心的跨度位于通常很窄的阶跃内，而且触发功能一般局限于IF电平触发器和外部触发器有限的频率范围内。

矢量信号分析仪对所输入的宽带信号进行下变频到窄带的信号，主要是因为采用了比特位数高，但采样率相对较低的A/D转换器。举例：泰克的RSA6000系列所采用的A/D转换器是14位比特的，采样率是300MS/s，从理论上，奈奎斯特频率（最高输入频率不导致采样时出现混叠现象)大概是不150MHz(非正弦波的信号，奈奎斯特频率要更低)。因此，RSA在采样前必须要将宽带的信号下变频到窄带的IF中频，以IF中频为中心频率来进行采样(频率范围为IF中频频率的+/-1/2跨度)。这样处理的目的，首要是减少频谱分析仪的DANL(显示的平均噪声电平)与增加SFDR无杂散动态范围等。

频谱分析仪其中一个关键的指标是DANL(显示的平均噪声电平)。顾名思义，它是仪器内在噪声大少的指标。矢量信号分析仪(VSA)与RSA实时频谱分析仪等均采用A/D转换器与FFT变换为基础的频谱分析方法，因此从理论上而言，其FFT的噪底应该是：

FFT噪底=-[A/D转换器的SNR(信噪比)+FFT处理增益](公式1；见图10)

而理想中无失真的A/D转换器的SNR是：

最大的SNR(信噪比)=1.76+6.02n(n=A/D转换器的比特位数)(公程式2)

简单的理解是：每A/D转换器每增加1比特，A/D转换器的SNR信噪比增加大约6dB。以n=12为例的A/D转换器，其最大的SNR(信噪比)大概是74dB。

而FFT处理增益=10Log10(M/2)(M=FFT帧长度)(公式3)(若M=4096，FFT处理增益=33dB)

简单的理解是：FFT运算时所采用的帧长度M与它所产生的频谱的分辨率带宽是成反比的，即是所使用的FFT帧长度越长，所得到的频谱分辨率越高，或分辨率带宽越窄，见以下公式：

RBW分辨率带宽=(窗口函数/M)*采样率(公式4)

而分辨率带宽越窄，所能进入的噪声相对较低。因此，通过设置FFT帧长度M可以增加FFT处理增益，从而降低FFT噪底的电平。

因此，对于这个组合，使用12比特A/D转换器，与FFT帧长为4096，其FFT的噪底应为107dB(见图9)。

而且，这些现代信号随时间变化的特点对传统扫频分析仪来说是太“快”了。在超出RBW分辨率带宽的极限时，扫频分析仪在以最快速度扫描关心的工作频段时，只能捕获几十到几百毫秒的时间，但往往发送的信号发生的时间通常只有几十微秒或以下。

 

图9、SNR信噪比、处理增益与FFT噪底的关系

由此可见，若想FFT的噪底足够低的话，就要使用比特位数高的A/D转换器加上运算FFT变换时，采用更多的数据点。因此一般VSA与RSA所采用的A/D转换器的比特位数都要比一般示波器要高得多，举例:泰克的RSA6000系列所采用的A/D转换器是14位比特的。

频谱分析仪另外一个重要的指标就是SFDR。杂散信号主要来源于所采用器件，如下变频器中的混频器与A/D转换器等的微分非线性(Differential Non-Linearity，DNL)特性所导致的失真(Distortion;注意:失真与噪声Noise是不同的概念)。假设输入射频信号为正弦波，其基本频率为F0，若混频器、A/D转换器为线性的，其输出在频域来说也一定是基本频率为F0的正弦波。然而理想的混频器与A/D转换器只存在于理论世界之中。在实际情况下，它们的非线性特性会产生谐波失真，如产生以F0为倍数的谐波含量(这些谐波是杂散信号之一)，若把这些谐波与基频都组合起来重构时域的波形的话，它将不是一单调的、基本频率为F0的正弦波了，它将变形，成了一非正弦波，这就是所谓的谐波失真。导致杂散信号的，还有互调失真(就是指输入信号可以是个非单调的正弦波，举例：双音的信号，而它们分别的基本频率可以是F0与f0，它们的谐波之间可以互相调制，这在混频器中是常见的失真问题)。这些失真所产生的杂散信号会使SFDR降低。由此我们看出，SFDR主要与器件的非线性特性有关，与噪声不一定有直接关系。要改善SFDR，主要透过改善器件的线性特性，降低失真所产生的杂散信号。

图10、SFDR的定义是载波的RMS有效值与最大杂散的RMS有效值之对数比例

就一般A/D转换器而言，SFDR无杂散动态范围通常要比它的SNR信噪比高得多。

(泰克的RSA6000系列SFDR无杂散动态范围是-78dBc(<6.2GHz时))。显明，所使用的A/D转换器的比特位数越高，它的信噪比能力越高，无杂散动态范围也可能相对较好。但是一般情况下，比特位数高的A/D转换器通常的采样率都相对较低(因为采样率高，对应A/D转换器的奈奎斯特频率高，因此进入A/D转换器的噪声也高，这样一来，A/D转换器的信噪比就要低，因此，同时比特位数高与采样率高对A/D转换器的设计来说是很困难的)，因此，A/D转换器的奈奎斯特频率也相对较低，最终需要对输入的宽带的信号在下变频时变为IF中频窄带的信号，这样就限制了VSA或RSA这些现代的频谱分析仪的实时宽带功能有限，目前市场上最好的大概在150MHz范围之间。

如表1所述，现代新兴的通信标准的信号的工作带宽都趋向越来越宽，IEEE802.11在5.6GHz频段上工作的信号带宽要达200MHz，调频雷达可以在GHz范围内调频或调相，UWB的工作带宽都超过1GHz。面临这些宽带的实时变化的信号，目前没有一台合适的频谱分析仪可以让设计师一目了然全频带看到所有射频信号的变化——设计工程师需要更好的工具帮助他们诊断、透视、测量与解决他们的无线设计问题！