RF功率校准提高无线发射机的性能

在设计无线发射机时，RF功率的测量和控制是一个关键的考虑因素。高功率RF放大器（HPA）极少在开环模式下工作，也就是说，送到天线口的功率不能以某种方式进行调节。但是，外部因素，如发送功率控制、网络鲁棒性、以及与其它无线网络共存的要求，进一步凸显了对发送功率严格控制的需求。除了这些外部要求以外，精确的RF功率控制可以提高频谱性能，并且节省发射机功率放大器的成本和功耗。

为了调节发送功率，通常在出厂时需要对功率放大器的输出功率进行某种形式的校准。根据复杂度和有效性，存在着多种校准算法。本文将集中讨论如何实现典型的RF功率控制方案，并且将比较多种出厂校准算法的效果和效率。

集成功率控制的典型无线发射机

如图1所示，这是一个典型的无线发射机框图，集成了发射功率测量和控制功能。通过采用定向耦合器，HPA的一小部分信号被反馈到RF检波器。在该情况中，耦合器的位置一般靠近于天线，位于双工器和隔离器之后，因此在校准过程中需考虑与这些器件相关的功率损失。
定向耦合器的耦合系数的典型值为20 dB~30 dB，因此耦合器的反馈信号比送到天线口的信号低20 dB~30 dB。以该方式耦合信号功率将导致发射路径中的功率损失，该插入损耗通常为零点几dB。

图1. 集成发射功率控制的典型RF功率放大器。集成的RF功率检波器能够提供关于正在发送的功率的当前水平的连续反馈信息。
外部RF功率计可以与RF功率检波器结合使用，以对发射机进行校准。

在无线基础设施应用中，最大发射功率的典型范围是30 dBm~50 dBm（1W~100W），对于测量发射功率的RF检波器而言，定向耦合器的信号仍然有些过强。因此在耦合器和RF检波器之间通常需要进行信号衰减。

现代的对数响应RF检波器（对数放大器）的功率检测范围约为30 dB~100 dB，并且输出相对温度和频率的变化是稳定的。在大部分应用中，检波器的输出通过模数转换器（ADC）转化为数字量，使用非易失存储器（EEPROM）中存储的校准系数，从ADC获得的数字量被转换为发射功率的读数。将此功率与设置功率电平进行比较，如果在设置功率和测得的功率之间存在任何差异，则应进行功率调节，这个调节可以在信号链中的多个位置进行，如调节基带数据的幅度，调节可变增益放大器（在IF或RF端），或者改变HPA的增益。这样，增益控制环路对其自身进行调节，并使发射功率保持在要求的范围内。需要着重指出的是，VVA和HPA的增益控制传递函数常常是非线性的，因此，由给定增益调节获得的实际增益变化是不确定的，所以需要一种控制环路，它能够提供关于所执行的调节的反馈信息，以及对后继重复操作过程的指导信息。

对出厂校准的需要
在我们刚刚描述的系统中，几乎没有任何元件能够提供非常好的绝对增益精度特性。我们设想需要±1 dB的发射功率误差。而器件的绝对增益，如HPA、可变电压衰减器（VVA）、RF增益模块、以及信号链路中的其它元件，这通常随器件的不同而变化，致使发射功率的误差明显高于±1 dB。此外，随着温度和频率的变化，信号链的增益也会进一步变化，因此，有必要连续地测量发射功率。
输出功率校准可被定义为将外部参考源的精度传递到被校准的系统中。在执行校准时，通常需要断开天线的连接，将其更换为外部测量参考源，如RF功率计，如图1所示。这样，我们能将外部功率计的精确精度传递到发射器的集成功率检波器中。校准过程还需设定一个或多个功率电平，通过功率计获取读数，RF检波器来获取电压，并且将这些信息存储在非易失RAM（EEPROM）中。然后，将功率计移除，重新连接天线，发射器将能够精确地调节自身的功率。当其它参数，如放大器的增益vs.温度、发射频率和输出功率变化的关系的参数，（经校准的）的RF检波器将用作具有绝对精度的内建功率计，它将确保发射机的发射功率维持在容限值范围之内。

稍后，我们将详细讨论出厂校准程序。首先，我们将详细讨论典型的RF功率检波器的特性。如我们所看到的， RF检波器的线性度和稳定性相对系统的温度和频率的关系将强烈地影响校准程序的复杂度和可实现的校准后精度。

RF检波器传递函数

图2所示的是对数响应RF检波器（对数放大器）的传递函数与温度的关系。图中标出三条曲线，即在25°C、+85°C和–40°C下输出电压相对输入功率的关系曲线。在25°C下，检波器的输出电压范围约为1.8 V@-60 dBm~0.4 V@0 dBm。我们可以观察到，传递函数曲线与上面的假想直线非常接近。该传递函数仅在极限情况下偏离该直线，我们还可以注意到，在-10 dBm和-5 dBm功率电平之间也呈现出非线性。

图2. 具有温度漂移的对数响应RF功率检波器的传递函数（Vout vs. Pin），在该对数放大器的线性工作范围内，
可以使用简单的一阶方程对此对数放大器的传递函数建模。

通过快速的计算，该检波器的斜率约为–25 mV/dB，也就是说，输入功率的1 dB的变化将导致输出电压的25 mV的变化。在动态范围的线性部分，斜率是维持不变的，因此，尽管在-10 dBm附近可以观察到略微的非线性，但是我们仍可以使用简单的方程对该传递函数在25°C下的行为进行建模：
VOUT = 斜率 × (PIM – 截点)
其中截点是直线延长线与图线的x轴相交的点。因此，可以使用简单的一阶方程对检波器的传递函数建模。从校准的角度来看，由于允许在校准过程中通过利用和测量两个不同的功率电平来建立检波器的传递函数，因此这是极为有利的。

下面考虑该假想的检波器随温度的变化特性。当输入功率为-10dB时，我们注意到，室温变为–40°C或+85°C时，输出电压的变化约为100 mV。通过我们之前对斜率（–25 mV/dB）的计算，这相当于测量到的功率变化了±4 dB，这在大部分实际系统中是不可接受的。事实上，我们需要一种检波器，它的传递函数随温度的漂移非常小，这将确保在室温下执行的校准程序在温度变化时仍然有效， 这样发射机就可以在室温下进行出厂校准，并且避免了在高温和低温环境下反复执行昂贵和耗时的校准程序。

如果发射机是快速跳频的，并且在一定频带内需要在多个频点发射信号，那么我们还必须考虑检波器的行为与频率的关系。理想情况是，RF检波器在定义频带内的响应应该比较稳定，这样就可以在单个频率下校准发射机，并且校准过的发射机在频率变化时变化很小，能够保证精度。

校准RF功率控制环路

图3所示的是用于校准与图1类似的发射机的流程图。这个简单便捷的2点校准程序适用于仅需要大致设定功率电平的情况（但是必须进行精确测量）。它的效果依赖于集成的RF检波器，它相对温度和频率变化是稳定的，并且具有可预测的响应，可以使用简单的方程对其建模。我们还必须确保发射机的工作功率范围与RF检波器的线性工作范围匹配。

图3. 简单的2点校准程序可用于校准具有集成对数检波器的发射机。

首先将功率计连接到天线，并且将输出功率设定为接近最大功率。测量天线连接器处的功率，将其发送到发射机电路板上微控制器或数字信号处理器（DSP）。同时对RF检波器的ADC采样，并将其读数提供给发射机的处理器。接下来，将发射机的输出功率减少到接近最小功率，并且重复上述操作（通过RF检波器的ADC来测量天线连接器处的功率）。 使用这四个读数（低和高功率电平、低和高ADC数字量），可以计算斜率和截点（参看图3），并且将计算结果存储在非易失存储器中。

如图4所示，这是一个在校准之后精确设定发射机功率的流程图。在这个例子中，我们的目标是使发射功率误差小于或等于±0.5 dB。首先，根据最佳预定结果来设定输出功率电平，接下来对检波器的ADC采样，从存储器中读取预先设定的斜率和截点信息，计算发射输出功率电平。如果输出功率不在PSET的±0.5 dB的范围内，则使用可变电压衰减器（VVA）使输出功率增加或减少约0.5 dB。我们在这里使用“近似值”，是因为所采用VVA的传递函数可能是非线性的，然后，再重新测量发射功率，并且逐渐增加功率，直到误差小于±0.5 dB。一旦功率电平处于该容限内，则在必要时（例如，如果信号链路中的元件的增益随温度的漂移很大）持续对其进行监测和调节。

图4. 在已校准的发射机中，使用存储的校准系数对发射功率进行持续测量和计算，在必要时调节功率。

校准后误差
图5a~d是相同的RF检波器在不同的校准点以及不同数目的校准点所获得的数据。图5(a)所示的是ADI公司的AD8318检波器在2.2 GHz下的传递函数，AD8318是一款宽动态范围的RF对数检波器，频率高达8 GHz。在这个例子中，使用了2点校准程序（在-12 dBm和-52 dBm处）对检波器执行校准。在完成校准后，我们可以绘制残留测量误差的曲线。应当注意，该误差是非零的，这是因为对数放大器并非完美地符合理想的VOUT vs. PIN方程（VOUT=SLOPE*(PIN-INTERCEPT），即使是在线性区域内。然而，通过适当的调整，可以使校准点处的误差等于零。

图5. 校准点的选择和数目对系统的准确性有极大的影响。

图5(a)还包括在−40°C和+85°C下的输出电压的误差曲线。这些误差曲线是使用25°C的斜率和截点校准系数计算的。除非我们希望实现某种类型的基于温度的校准程序，否则我们必须依赖于25C的校准系数，并且必须忍受该微小的残留温度漂移。

在许多应用中，理想的是，当HPA在最大功率下发射信号时仍具有较高的精度。这一点具有许多层面上的含义。首先，提出了在满功率或额定功率下具有较高水平的精度的要求。然而，从系统设计的角度来看，也有利于提高额定功率下的精度。考虑被设计为发送+45 dBm（约30 W）的发射机，如果我们知道校准程序至多能够提供±2 dB的精度，那么HPA电路（功率晶体管和散热器）必须被设计为安全地发射高达+47 dBm或50 W的功率。显而易见，这造成了成本和体积的浪费。作为替换方案，我们可以设计校准后精度为±0.5 dB的系统，这样HPA仅需要安全地发送45.5 dBm或约36 W的功率，不会过多地增大体积。

通过改变执行校准的位置，在某些情况中我们通常可以改变可实现的精度。图5(b)示出了与图5(a)相同的测量数据。应当注意，在−10 dBm~−30 dBm的范围内精度是非常高的。

在图5(c)中，为了以牺牲线性度为代价来增加动态范围而移动校准点。在该情况中，校准点是-4 dBm和-60 dBm。这些点位于器件的线性范围的末端。再一次地，校准点处的误差是0 dB@25°C。而且，在60 dB@25°C时，AD8318的误差能保持在小于±1 dB的范围内，并且在整个工作温度范围内，58dB动态范围的误差在±1 dB范围内。该方法的缺点在于增加了总体测量误差，特别增加了检波器范围的顶端处的误差。

图5(d)所示的是使用更加精密的多点算法获得的校准后误差。在该情况中，我们将多个输出功率电平（在该实例中间距为6 dB）施加到发射机，并且在每个功率电平下测量检波器的输出电压。我们用这些测量结果将传递函数拆分为多个部分，每部分具有自身的斜率和截点。该方法往往可以极大地减小由于检波器非线性引起的误差，使温度漂移成为主要的误差源。该方法的缺点在于，校准程序所需时间较长，并且需要使用较多的存储器存储多个斜率和截点校准系数。

结论

在需要准确的RF功率传输的应用中，通常需要某种形式的系统校准。现代基于IC的RF功率检波器具有可预测的响应，并且随温度和频率的变化是稳定的，可以极大的简化系统校准程序，能够提供0.5 dB或更优的系统精度。校准点的位置和数目对校准后精度有极大的影响。