高增益高线性度CMOS偶次谐波混频器设计

从( 2)式也可看出，组成电流复用结构的跨导是两个晶体管的跨导的总和。

当输入信号为正时，M_RFN工作于饱和区，M_RFP工作于截止区并等效成电阻R_RFP，此时，整个电流复用结构等效成一个n沟道的共源放大器，同理，当输入信号为负时，该结构等效成一个p 沟道的共源放大器，该电流复用结构组成了推挽电路并增大了电路的动态范围，提高了电路的线性度。

1. 3、倍频电路

为了进一步分析本振信号倍频原理，将本文设计混频器(图2)中的带电感倍频电路单独给出，如图3所示。根据式( 1)，晶体管M_LON1和MLON2的漏电流I_LON⁺ 和I_LON^- 可表示为：

（3）

这里，v_LO是LO 正弦输入信号，且

a_LO是该信号的幅度，△V_LON = V_LO - V_TN是M_{LON 1}和M_{LON 2}的过驱动电压。根据式( 3)，流经电流复用电路和倍频电路的总电流I_CR为I_LON⁺ 、ILON^- 的和，即得：

（4）

其中：

该信号即为LO 的2次谐波信号。

从式( 4)可看出，在节点V_COM 处产生了LO 倍频信号i_2LO，同时基频信号被抵消。假设电感的阻抗为Z_LE = R_LE + j2ω_LOL_E，混频点处的电压V_a 可表示为：

（5）

其中，L_E 和R_LE分别是电感的值和寄生负载，根据式( 5)，由于该电感的存在，混频处的电压幅度V_a 大于V_COM，这提高了进入混频器的LO 二次谐波信号的功率，也就是说提高了有用信号的功率，所以有助于提高该拓扑结构的线性度，同时也有利于减小噪声系数。

图3、倍频电路

1. 4、其他设计考虑

根据参考文献，我们在电路设计过程中做了以下考虑。从转换增益考虑，△VLO必须较小，而βRFN和βRFP必须较大。当β_RFN和β_RFP大到一定程度时，M_RFN 和M_RFP 将进入弱反型区，当M_RFN和M_RFP都处于弱反型区时，转换增益将会急速增加，但是同时，线性度将急剧恶化。幸运的是，我们可以通过增加LO 的功率来同时提高转换增益和线性度。

这与吉尔伯特混频器有所不同，对于吉尔伯特结构来说，增加LO功率只能使转换增益增加，但是线性度会恶化。所以在设计过程中，必须考虑使用适当的LO 功率和△V_LO，电流复用对晶体管的尺寸和偏置要折中。我们可以设置偏置，使△V_LO处于弱反型区来得到低功耗，同时从电流复用对上补偿线性度，并通过设置合适的LO功率得到适当的转换增益。

2、电路仿真

本文混频器电路设计基于SM IC0. 18  m 标准CMOS工艺库，运用ADS进行了仿真。混频器工作在1. 8 V 电源电压下，射频输入频率1. 575 GHz，功率为- 30 dBm；本振频率789. 5 MH z，功率为- 5 dBm。

图4给出了转换增益和三阶交调截至点( IIP3)随本振信号功率和射频信号功率变化曲线。图4( a)显示了固定射频信号为- 30 dBm，本振信号功率为- 5 dBm时转换增益达最大为20. 848 dB；本振信号功率从- 8 dBm到- 5 dBm，IIP3缓慢增加到- 3 dBm，然后开始下降。图4 ( b) 显示了固定本振信号功率为- 5 dBm，转换增益在射频输入信号大于- 20 dBm 时开始下降，IIP3在- 11 dBm 到- 2. 297 dBm 波动。仿真结果显示，该混频器具有高增益、高线性度的优点。