其多普勒调制器采用数字正交混频方案。假设幅度采样后雷达信号为
利用DDS产生cos(2πfdn)和sin(2πfdn)的数字信号,分别乘以同相分量SI(n)和正交分量SQ(n),然后两路数字信号相减得到:
这样S’(n)相对于原始信号有了一个多普勒频移fd。由以上分析可知,幅度量化DRFM在进行相位调制时每个采样点要进行2次乘法运算和1次加法运算,运算量比较大,对于实时性要求较高的应用场合,难以满足要求。图2(b)是基于幅相量化DRFM的多普勒频移干扰产生单元。控制单元以周期Ts(ADC采用周期)从存储单元中取出相位数据流ø(n),并按要求产生频移常数因子2πfdTs送入累加器。累加器以为周期对频移因子进行累加运算,并输出对应的相位偏移量ød(n)=n·2πfdTs,精度取决于相位量化位数B。再经加法器与取出的雷达相位信号相加得到干扰信号的相位数据流
送入相幅转换器中。通过简单计算可知干扰信号的瞬时角频率
即完成了多普勒频移调制。由于采用正交调制技术,多普勒频移的无模糊带宽与ADC带宽相同,可达l/Ts。观察图2(b),不难看出基于幅相量化的DRFM进行多普勒移频干扰每个采样点只需2次加法运算,与幅度量化DRFM相比大大减少了运算量,从而提高了处理速度。
与传统的相位量化DRFM相比,幅相量化DRFM最显著的优势在于其复制信号有较高的保真度。以常用的3bit相位量化为例,理想情况下其由量化引起的寄生信号最大功率出现在7次谐波处,约为一16.9dB,难以满足干扰PD雷达所需的寄生信号功率小于一20~-30dB的要求。当增加量化位数后,其信噪比提高不明显,且系统复杂程度大幅度提高。幅相量化DRFM,由于其前端采用A/D幅度采样,所以其存储信号的保真度与使用同性能ADC的幅度量化DRFM相同,由量化噪声引起的信噪比(S/n)q与量化位数b的关系近似为:
(S/n)q≈6.02×b+1.76dB (9)
当A/D量化位数b=3时,即可获得比较满意的信噪比。而且随量化位数的增加,信噪比呈线性提高。
4、系统仿真
笔者利用Matlab软件的Simulink工具箱,对这种基于幅相量化的DRFM系统进行建模与仿真。模拟雷达射频信号为20MHz单频正弦波,系统前端采用正交AD采样,本振频率fo=21MHz,经混频、低通滤波后的中频频率fo=21—20=1MHz,量化位数b=8,采样频率fo=4MHz。,I,Q数字信号经幅相转换器变换,输出一路相位数据,存入存储器中,存储长度为0.1ms。转发过程与储频过程相反,前面已经讨论,这里不再敷述。
由于在未加干扰时同比特幅相量化与幅度量化DRFM的信号保真度相同,而幅度量化与相位量化DRFM的保真度比较,参考资料4中已做了详细的论证和仿真,所以本文重点对同比特幅度量化与幅相量化DRFM对脉内幅度起伏信号的复制效果做一仿真比较。